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當交流電源經(jīng)全波整流和大電容濾波后，將平直的直流電壓直接施加于各類變換器及其負載上時，雖然輸入電壓的波形是正弦波，但輸入電流的波形卻是窄脈沖，因而使線路的電流含有大量的諧波分量，并使變換器的功率因數(shù)大為降低。
大量使用這樣的電源設備，將會產(chǎn)生諸多不良的后果，大量的諧波電流對電網(wǎng)造成嚴重的電磁干擾和諧波污染，影響其它電器設備的正常運行，引起線路故障，甚至使輸配電設備損壞；低功率因數(shù)使發(fā)電和輸配電設備（包括輸電線）的建造成本和運行成本增加、效率降低。
有鑒于此，歐盟、中國、美國和日本先后制定了電源設備功率因數(shù)的標準，功率因數(shù)指標正在成為一項全球性的強制規(guī)定，而且不再只限于大功率電源設備，更新的標準被運用到僅75W的電源設備和26W的照明設備等電子產(chǎn)品中。
為了使 開關電源的功率因數(shù)達到有關標準所規(guī)定的指標，通常要在全波整流器和濾波電容器之間加入一個有源功率因數(shù)校正電路（APFC）其原理圖如圖1所示。
由圖1可知，功率因數(shù)校正電路其實就是一個由電感器(L)、開關管(Q)、整流管(D)、輸出濾波電容器(C0)和控制器(IC)所組成的升壓(Boost)變換器，與一般DC/DC升壓變換器不同的是，其輸入電壓不是平穩(wěn)的直流電壓，而是正弦脈動電壓(Cin)很小。
功率因數(shù)校正電路的作用，是憑借控制IC依據(jù)電壓和電流的檢測量，經(jīng)模擬運算而產(chǎn)生的高頻驅動脈沖，來控制開關管的導通與關斷，從而控制流經(jīng)電感器的電流，迫使交流電源輸入電流的波形及相位均與輸入電壓的波形和相位趨于一致，使功率因數(shù)得到很大的改善(cosφ≈1.0)。當然，輸入電流各次諧波的幅值和總諧波失真(THD)亦隨之顯著降低。
功率因數(shù)校正電路因所選用控制IC的類型不同，并使用與其相適應的電感器，可使其工作在臨界模式(CRM)或連續(xù)傳導模式(CCM)。CRM PFC常用于100W以下的開關電源，CCM PFC則適用于200W以上的開關電源，至于功率在100W-200W之間的開關電源，設計人員則應根據(jù)產(chǎn)品的技術和經(jīng)濟指標，選擇合適的電路拓撲。
2 CCM PFC電感器的設計
2.1變換器的占空比
CCM PFC的工作頻率是固定的，為了減少電感器和濾波器的體積，選用較高的頻率為宜，例如f≥100kHz。PFC輸入電壓的波形如圖2所示，忽略整流器壓降時，正弦脈動波形的幅值即：電源電壓（正弦波）的幅值V1m，而對應于某時刻t的PFC輸入電壓的瞬時值則為：
   (V ) (1)
式中，，，為電源電壓的頻率。
在開關管導通期間(S )整流管截止，負載由電容器供電。在電感器儲能的過程中，電感器的端壓為設繞組的電感值為L(H )，則電流增量由零增加至：
       (A ) (2)
在開關管截止期間（對于連續(xù)傳導模式），整流管導通，電感器的儲能釋放電感電流向負載及電容器供電。在此期間，電感器的端壓為V0-，其電流增量由減小至零，的另一表達式如下：
        (A ) (3)
由于變換器的工作頻率比電源電壓的頻率高得多，故可以認為對應于某時刻t的電壓在周期T內(nèi)保持不變，其值由式(1)確定。
瞬時電感端壓VL與電感電流IL的波形圖如圖3所示。由于變換器在連續(xù)傳導模式下工作，某時刻t的電感電流為電流增量與直流分量之和，而電感電流的平均值則為：
      (A ) (4)
由式(2)和(3)，可得到如下的等式：

即：
由上式可求得變換器的占空比：
 (5)
當輸入電壓為最大值，且時，最小占空比為：
 (6)
為保證，應選取。
2.2電感電流IL
頻率固定，平均電流法控制的CCM PFC中，電感電流IL的波形如圖4中的實線所示。IL的波形帶有鋸齒形的紋波，其頻率與開關頻率相同；IL的平均值則跟蹤輸入電壓按正弦波規(guī)律變化，并與的相位相同，其波形如圖4中的虛線所示。
設PFC的輸出功率為P0(W)，效率為η，因為PFC的功率因數(shù)cosφ≈1.0，故電感電流的有效值ILrms為：
           (A) (7)
而電感電流則為：
       (A) (8)
式中ILm為電感電流平均值的幅值：
       (A) (9)
2.3電感值L的選取：
由式(2)和(5)可以求得，另一表達式：

                  (A) (10)
我們定義IL的紋波系數(shù)K1為/2與之比，即：

     
       (11)
顯然，當=0時，KI為最大值：
 (12)
而當=π/2時，KI則為最小值：
 (13)
在依據(jù)對電感電流紋波系數(shù)的要求，選定了KI的值以后，就可以求得相應的電感值L。
通常選擇=π/2時，KI=0.05~0.20，這時：
     (H ) (14)
或選擇=0時，KI=1.0，這時：
     (H ) (15)
當KI=1.0時，/2=，由式(4)可知，這時侯電感電流中沒有直流分量，且Toff＝T－Ton，變換工作在臨界狀態(tài)。只要選取電感值L≥L0，則變換器在=0至=π的范圍內(nèi)，均在連續(xù)傳導模式下工作。
對于輸入電壓范圍較寬和輸出負載變化范圍較大的變換器，為使PFC在任何情況下均工作在在連續(xù)傳導模式，必須以V1m max和P0 min代入式(15)中計算。但用式(14)計算Lπ/2時為保證在任何情況下當=π/2時的KI不大于所選定的值，應以V1m max和P0 min代入。
設計者可根據(jù)需要在Lπ/2和L0之間選擇合適的電感值。
2.4繞組圈數(shù)的選取
首先我們要參考磁材廠家（例如LCC、EPCOS、TDK）所提供的各類不同大小磁心在某一工作頻率時所能傳遞的功率的數(shù)據(jù)，依據(jù)電感器傳遞的功率、工作的頻率和其它技術要求，來選擇磁心的形狀和大小。
設所選定的磁心的有效截面積為Ae(m2)，則電感器繞組的圈數(shù)可由下式求得：
 (16)
對于CCM  PFC，由于電感電流中有較大的直流分量，為使磁路不至飽和，除了應適當?shù)剡x取磁密的變化量ΔB(T)，還必須以乘積DV1的最大值代入上式來計算繞組的圈數(shù)。當時，