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【導讀】前面已經為PCB工程師講解了一部分《深入探討各種PCB設計疏忽及應對策略（上）》接下來本文將繼續為大家羅列各種不同的設計疏忽，探討了每種失誤導致電路故障的原因，并給出了如何避免這些設計缺陷的建議。

接地過孔

RF電路布局的主要問題通常是電路的特征阻抗不理想，包括電路元件及其互聯。引線覆銅層較薄，則等效于電感線，并與鄰近的其它引線形成分布電容。引線穿過過孔時，也會表現出電感和電容特性。

過孔電容主要源于過孔焊盤側的覆銅與地層覆銅之間構成的電容，它們之間由一個相當小的圓環隔開。另外一個影響源于金屬過孔本身的圓柱。寄生電容的影響一般較小，通常只會造成高速數字信號的邊沿變差（本文不對此加以討論）。

過孔的最大影響是相應的互聯方式所引起的寄生電感。因為RF PCB設計中，大多數金屬過孔尺寸與集總元件的尺寸相同，可利用簡單的公式估算電路過孔的影響（圖5）：

圖5. PCB橫截面用于估算寄生影響的過孔結構

寄生電感往往對旁路電容的連接影響很大。理想的旁路電容在電源層與地層之間提供高頻短路，但是，非理想過孔則會影響地層和電源層之間的低感通路。典型的PCB過孔（d = 10 mil、h = 62.5 mil）大約等效于一個1.34nH電感。給定ISM-RF產品的特定工作頻率，過孔會對敏感電路（例如，諧振槽路、濾波器以及匹配網絡等）造成不良影響。

如果敏感電路共用過孔，例如π型網絡的兩個臂，則會產生其它問題。例如，放置一個等效于集總電感的理想過孔，等效原理圖則與原電路設計有很大區別（圖6）。與共用電流通路的串擾一樣3，導致互感增大，加大串擾和饋通。

圖6. 理想架構與非理想架構比較，電路中存在潛在的“信號通路”。

綜上所述，電路布局需要遵循以下原則：

確保對敏感區域的過孔電感建模。

濾波器或匹配網絡采用獨立過孔。

注意，較薄的PCB覆銅會降低過孔寄生電感的影響。

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引線長度

Maxim ISM-RF產品的數據資料往往建議使用盡可能短的高頻輸入、輸出引線，從而將損耗和輻射降至最小。另一方面，這種損耗通常是由于非理想寄生參數引起的，所以寄生電感和電容都會影響電路布局，使用盡可能短的引線有助于降低寄生參數。通常情況下，10 mil寬、距離地層0.0625in的PCB引線，如果采用的是FR4電路板，則產生大約19nH/in的電感和大約1pF/in的分布電容。對于具有20nH電感、3pF電容的LAN/混頻器電路，電路、元器件布局非常緊湊時，會對有效元件值造成很大影響。

“Institute for Printed Circuits”中的IPC-D-317A4提供了一個行業標準方程，用于估算微帶線PCB的各種阻抗參數。該文件在2003年被IPC-2251取代5，后者為各種PCB引線提供更準確的計算方法。可以通過各種渠道獲得在線計算器，其中大多數都基于IPC-2251提供的方程式。密蘇里理工大學的電磁兼容性實驗室提供了一個非常實用的PCB引線阻抗計算方法6。

公認的計算微帶線阻抗的標準是：

圖7. 該圖為PCB橫截面（與圖5類似），表示用于計算微帶線阻抗的結構。

為評估引線長度的影響，確定引線寄生參數對理想電路的去諧效應更實用。本例中，我們討論雜散電容和電感。用于微帶線的特征電容標準方程為：

舉例說明，假設PCB厚度為0.0625in （h = 62.5 mil），1盎司覆銅引線（t = 1.35 mil），寬度為0.01in （w = 10 mil），采用FR-4電路板。注意，FR-4的εr典型值為4.35法拉/米（F/m），但范圍可從4.0F/m至4.7F/m。本例計算得到的特征值為Z0 = 134Ω，C0 = 1.04pF/in，L0 = 18.7nH/in。

對于ISM-RF設計中，電路板上布局長度為12.7mm （0.5in）的引線，可產生大約0.5pF和9.3nH的寄生參數（圖8）。這一等級的寄生參數對于接收器諧振槽路的影響（LC乘積的變化），可能產生315MHz ±2%或433.92MHz ±3.5%的變化。由于引線寄生效應所產生的附加電容和電感，使得315MHz振蕩頻率的峰值達到312.17MHz，433.92MHz振蕩頻率的峰值達到426.61MHz。

圖8. 一個緊湊的PCB布局，寄生效應會對電路產生影響。

另外一個例子是Maxim的超外差接收機（MAX7042）的諧振槽路，推薦使用的元件在315MHz時為1.2pF和30nH；433.92MHz時為0pF和16nH。利用方程計算諧振電路振蕩頻率：

評估板諧振電路應包括封裝和布局的寄生效應，計算315MHz諧振頻率時，寄生參數分別為7.3pF和7.5pF。注意，LC乘積表現為集總電容。

綜上所述，布板須遵循以下原則：

保持引線長度盡可能短。

關鍵電路盡量靠近器件放置。

根據實際布局寄生效應對關鍵元件進行補償。

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接地與填充處理

接地或電源層定義了一個公共參考電壓，通過低阻通路為系統的所有部件供電。按照這種方式均衡所有電場，產生良好的屏蔽機制。

直流電流總是傾向于沿著低阻通路流通。同理，高頻電流也是優先流過最低電阻的通路。所以，對于地層上方的標準PCB微帶線，返回電流試圖流入引線正下方的接地區域。按照上述引線耦合部分所述，割斷的接地區域會引入各種噪聲，進而通過磁場耦合或匯聚電流而增大串擾（圖9）。

圖9. 盡可能保持地層完整，否則返回電流會引起串擾。

填充地也稱為保護線，通常將其用于電路中很難鋪設連續接地區域或需要屏蔽敏感電路的設計（圖10）。通過在引線兩端，或者是沿線放置接地過孔（即過孔陣列），增大屏蔽效應8。請不要將保護線與設計用來提供返回電流通路的引線相混合，這樣的布局會引入串擾。

圖10. RF系統設計中須避免覆銅線浮空，特別是需要鋪設銅皮的情況下。

覆銅區域不接地（浮空）或僅在一端接地時，會制約其有效性。有些情況下，它會形成寄生電容，改變周圍布線的阻抗或在電路之間產生“潛在”通路，從而造成不利影響。簡而言之，如果在電路板上鋪設了一塊覆銅（非電路信號走線），來確保一致的電鍍厚度。覆銅區域應避免浮空，因為它們會影響電路設計。

最后，確保考慮天線附近任何接地區域的影響。任何單極天線都將接地區域、走線和過孔作為系統均衡的一部分，非理想均衡布線會影響天線的輻射效率和方向（輻射模板）。因此，不應將接地區域直接放置在單極PCB引線天線的下方。

綜上所述，應該遵循以下原則：

盡量提供連續、低阻的接地區域。

填充線的兩端接地，并盡量采用過孔陣列。

RF電路附近不要將覆銅線浮空，RF電路周圍不要鋪設銅皮。

如果電路板包括多個地層，信號線從一側過度另一側時，最好鋪設一個接地過孔。

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晶體電容過大

寄生電容會使晶振的工作頻率偏離目標值9。因此，須遵循一些常規準則，降低晶體引腳、焊盤、走線或與RF器件連接的雜散電容。

應遵循以下原則：

晶體與RF器件之間的連線盡可能短。

相互之間的走線盡可能保持隔離。

如果并聯寄生電容太大，則去除晶體下方的接地區域。

平面走線電感

不建議使用平面走線或PCB螺旋電感，典型PCB制造工藝具有一定的不精確性，例如寬度、空間容差，從而對元件值精度影響非常大。因此，大多數受控和高Q值電感均為繞線式。其次，可以選擇多層陶瓷電感，多層片式電容廠商也提供這種產品。盡管如此，有些設計者還是在不得已的情況下選擇了螺線電感。計算平面螺旋電感的標準公式通常采用惠勒公式10：

式中，a為線圈的平均半徑，單位為英寸；n為匝數；c為線圈磁芯的寬度（rOUTER - rINNER），單位為英寸。當線圈的c  > 0.2a時11，該計算方法的精度在5%之內。

可以使用方形、六角形或其它形狀的單層螺旋電感。可以找到非常好的近似方法，對集成電路晶圓上的平面電感進行建模。為了達到這一目的，對標準惠勒公式進行修改，得到非常適合小尺寸及方形規格的平面電感估算方法12。

避免使用這種電感的原因有很多，它們通常受空間限制而導致電感值減小。避免使用平面電感的主要原因是受限制的幾何尺寸，以及對臨界尺寸的控制較差，從而無法預測電感值。此外，PCB生產過程中很難控制實際電感值，電感還會將噪聲耦合到電路的其它部分的趨向（參見上文中的引線耦合部分）。

總而言之，應該：

避免使用平面走線電感。

盡量使用繞線片式電感。

總結

如上所述，幾種常見的PCB布局陷阱會造成ISM-RF設計問題。然而，注意電路的非理想特性，您完全可避免這些缺陷。補償這些不希望的影響需要適當處理表面上無關緊要的事項，例如元件方向、走線長度、過孔布置，以及接地區域的用法。遵守以上的指導原則，您可明顯節省浪費在修正錯誤方面的時間和金錢。